• 過流保護器件的浪涌測試
• 貼片可控硅 可控硅高壓可控硅

• 通過電阻限制電流
• 輸入電感限制峰值電流

對于1.2A限流，通常認為在發生故障或短路時電路保護IC會保持在完全受控狀態。而實際情況是，在達到限流條件后通常需要一個延時才能真正關閉開關。發生硬件短路時，電流迅速上升，首先會達到直流限制條件并開始關閉開關(直流限制可以非常**，但反應速度較慢，較慢的反應速度可以避免浪涌和其它偽故障事件造成開關閉合)。

雖然開關會在短時間內斷開，但此時峰值電流可能已經遠遠高于直流門限。引線寄生電感較低時，電流可能上升更快。請參考圖1。

通過電阻限制電流

我們采用具有較低引線電感的MAX1558USB開關，發生硬件短路時，通過芯片內部保護開關實現電流限制。當保護電路*終斷開開關時，可以測量到峰值電流(I)，這個過程如圖2所示。峰值電流流過輸入端的寄生電感(LSTRAY)，將儲存以下能量(E)：

E=?×LSTRAY×I2

斷路器或保護開關斷開后，能量會消耗到哪里呢?

                            
                            圖1.該電路表明了硬件短路時的電流路徑以及寄生電感驅動下的電流路徑

      
 圖2.波形顯示了具有10μFCBYPASS情況下的短路響應，從VIN波形可以看出：由于電流變化使得輸入電壓上沖到了8.6V。

從圖2可以看出：輸入電流(IIN)很快上升到48.8A，然后被限制。開關斷開時，可以測量到電流下降的速率，當IIN以20A/μs下降時，VIN將上沖到8.6V(VMAX)，可以根據下式計算電路電感：

(VMAX-VIN)=di/dt×LSTRAY

當VMAX-VIN=3.6V，di/dt=20A/μs時，LSTRAY=180nH。

所以，根據E=?×LSTRAY×I2，故障結束時有214μJ的能量存儲在LSTRAY中。需要利用旁路電容吸收這部分能量并限制電壓的上升。如果選擇10μF輸入電容，初始電壓為5V，初始儲能為：

?×C×V2=E

現在，假設所有存儲在LSTRAY中的能量*終都轉移到輸入電容CBYPASS上，那么：

初始能量+寄生能量=*終能量
125μJ+214μJ=339μJ

339μJ是輸入電容的*終能量，根據：

?×C×V2=E

或：

?×10μF×V2=339μJ

求解V，得到：V=8.23V。這與圖2中的8.6V測量值非常接近。

如果輸入旁路電容只有0.1μF，輸入電壓將上升到具有破壞性的電壓值。按照0.1μF重新計算：

初始能量+寄生能量=*終能量
1.25μJ+214μJ=215μJ

并且：

?×0.1μF×V2=215μJ

求解V，得到：V=65.6V!

顯然，這個過程將損壞額定電壓只有5.5V的器件。對于這種情況下的硬件短路波形如圖3所示，注意輸出也會上沖到9.8V，這是由于短路后才會斷開開關，它也取決于本次測試時的快速di/dt變化。

通常di/dt由功率器件的關斷特性決定。對于USB口，電路取決于終端用戶—存在任何可能性，但在掌控之內。引起這樣極端的快速關斷的原因可能是由于電纜斷裂、連接器發生問題，或連接過程中的機械故障，如本例所示。

       
                    圖3.從波形可以看出，若輸入電容只有0.1μF，輸入電壓會上沖到一個潛在的破壞性高壓。

當然電壓不會上沖到66V理論計算值，這是因為芯片內部集成了齊納保護管，可以鉗制電壓的上升，并可能由于吸收能量而被損壞。發生過壓的過程中，額外的能量被硅片吸收。下面的圖4是圖3的時間展開圖。
     
圖4.圖3的時間展開圖，注意到開關關斷期間較高的di/dt變化率，部分存儲能量已經送至輸出端！這將損壞USB開關。

從圖4可以看出，對于相同電路，較大的輸入旁路電容可以更好地應對硬件短路造成的寄生能量，從而提供額外保護。通常，帶有地層的印刷電路板(PCB)比測試當中的引線或實驗室中其它連接具有更小的寄生電感。在實驗室做測試時，降低連接線和測試設備的寄生電感非常困難。

輸入電感限制峰值電流

圖5所示，即使存在高達1.3μH的輸入引線電感，如果使用10μF的旁路電容，器件仍然可以免于損壞。
      
圖5.此波形顯示了輸入長引線產生的寄生電感較大(1.3μH)時的情況，同樣使用10μF輸入旁路電容。注意：輸入電流的上升和下降比較緩慢。當輸入電壓超過8V時，器件也會發生齊納擊穿，電流被泄漏到輸出端(可以由波形圖中的IOUT看出)，但開關不會損壞。

從圖5可以看出，較大的電感減緩了輸入電流的上升、下降速度。這一點很重要，電感較大時電流的變化速率大大降低。因為存儲在電感內部的能量與電流平方成正比，與電感成正比關系，較高的峰值電流會存儲更多的能量。存儲在1.3μH電感的能量僅為419μJ：

125μJ+419μJ=544μJ

并且

?×10μF×V2=544μJ

由上式求解V，得到：V=10.43V。

雖然器件在這硬件短路時幸免于難，但仍推薦選用一個更大的輸入旁路電容，以限制*大電壓，使其低于數據資料中規定的極限參數。

如果設計中沒有考慮存儲在寄生電感中能量，USB器件可能由于過壓而造成損壞。圖5所示，輸入電感可以是峰值電流的限制因素，從圖2可以看出電阻也可以限制電流。如果電流被限制在導致器件損壞的電平以下，較低的電感有助于改善電路的**工作。

如果電流沒有得到應有的限制，能量在低電感情況下釋放可能迅速達到破壞性水平。需要特別注意避免這種情況的發生。圖2所示電路中，電流由0.1Ω電阻限制。雖然減小電感后會使電流的上升速度提高，如果采取適當的限流措施，較小的電感有助于降低儲能。

大多數PCB設計在保護開關以及輸入輸出路徑下方都有一個地層，電感通常遠遠低于180nH。對于下方有地層的1/16英寸寬的PCB走線，每英寸長度大約會產生10nH電感。應根據具體應用環境，確定所需要的輸入旁路電容。從電感的測量、分析結果看，可能需要更大的旁路電容來保證系統的可靠性，也有可能允許降低輸入旁路電容。

 

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